图1. 三相三桥臂变换器相电压，电流波形，

电流THD=3.23%

图2. 三相四桥臂变换器相电压，电流波形，

电流THD=4.83%

在导通特性方面，由于IGBT的PNP+NPN结构，在集电极侧产生额外的PN结电压，因此其输出特性会包括来自PN结的转折电压降，而SiC MOSFET的输出特性曲线在到达饱和区之前则类似于正比例直线，这使得在低电流区域，SiC MOSFET的导通损耗显著更小，如图3所示。此外，SiC MOSFET可以反向导通，电流通过沟道从源极流向漏极，其导通电阻非常小。因此，在实际应用中，建议使用这种同步整流模式，尽量减少死区时间可以帮助减小体二极管的导通时间，进一步减少导通损耗。

图3. 同电流规格SiC MOSFET与IGBT损耗对比

在开关特性方面， SiC材料具有比Si材料更高的电子漂移速度，同时由于SiC MOSFET的单极导电特性，相比IGBT，关断时不存在拖尾电流现象，因此关断损耗大大降低。由于SiC二极管非常小的反向恢复能量，SiC MOSFET的开通损耗也远小于Si IGBT。如图3所示， SiC MOSFET在相同电流下表现出显著更低的开关损耗和更低的温度相关性。

通过PLECS仿真定量比较IGBT应用于T-NPC 三相四桥臂变换器和SiC MOSFET应用于两电平三相四桥臂变换器的性能差异，以工商业PCS离网放电工况为例，分别在负载均衡和不平衡情况下进行对比。结果表明，在相同的相电流THD指标下，SiC解决方案在损耗、效率、滤波电感参数减小、系统简化等方面具有优势。

图4. 两电平SiC MOSFET方案

图5. 三电平IGBT方案

以额定功率125kW PCS为例，对于两电平SiC方案，应用IMZA120R030M1H 6并联，对于T-NPC IGBT方案，竖管采用IKY75N120CH7 6并联，横管采用IKZA75N65EH7 6并联，其他仿真条件如下表所列：

(1) 负载平衡，110%长期过载工况下，IGBT受限于开关损耗，开关频率通常小于20kHz。为了实现相同的总谐波失真（THD），以THD=3.15%为例，两电平SiC方案的滤波电感为142uH，而T-NPC方案的滤波电感需要增加到223uH。对于SiC方案，单个SiC MOSFET的损耗约为36.3W，最大结温为132.3℃，PCS效率达到99.03%（仅考虑功率半导体损耗）。对于T-NPC IGBT方案，竖管（如T1）是损耗最高的功率器件，单个IGBT的损耗约为35.5W，由于芯片尺寸更大，最高结温为116.5℃，但整体效率低于前者，为98.58%。因为三相负载平衡，N线电流非常小，第四桥臂功率器件的损耗非常低。

图6. 两电平SiC方案相电压电流波形，电流THD=3.15%

图7. 三电平IGBT方案相电压电流波形，电流THD=3.14%

综上，在三相负载平衡条件下，应用两电平SiC方案可以简化电路拓扑，功率器件数量减少50%，相同相电流THD下，滤波电感感值减少36%，效率提升约0.5%。

(2) 100%负载不平衡工况意味着某一相与第四桥臂共同构成单相输出，其余两相不工作。仿真以110%过载条件下单相全功率输出为例，即单相输出功率为：

对于两电平SiC方案，T1/T2和T7/T8的损耗相当，分别为34.5W和34.3W。但是，它们的最大结温相差6℃，分别为129.8℃和123.8℃，如图8所示。这是因为第四桥臂相当于输出三倍频成分，体现在功率器件上为较小的结温波动。对于三电平IGBT方案，以A相为例，竖管T1/T4的损耗与三相负载平衡条件下相同，为35.3W，最高结温为116.2℃。然而，在100%不平衡条件下，第四桥臂的横管导通时间较长，T14/T15的损耗为19.0W，D14/D15的损耗为19.5W，且导通损耗占较大比例。因此仿真中第四桥臂横管会成为结温最高点，为128.5℃。总体来看，在100%不平衡负载工况下，两种方案的最高结温差异很小。

图8. 两电平SiC方案T1/T2与T7/T8不同的结温波动

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